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Autori: Sheng-Yang Yu – Systems Applications Engineer; Benjamin Genereaux – Systems Applications Engineer; LiehChung Yin – Systems Applications Engineer
Introduzione
Nel 2000, le unità di alimentazione (PSU) front-end per server con un ingresso in CA su un rail a 12 V/48 V CC hanno raggiunto una densità di potenza di circa 10 W/in3, con circa l’85% di efficienza di picco [1]. Oggi, le PSU per server in grado di soddisfare i requisiti 80 Plus Platinum (94% di picco) e 80 Plus Titanium (96% di picco) [2] sono così diffuse che quest’ultimo requisito e quello per una densità di potenza molto elevata (>90 W/in3) stanno entrambi diventando requisiti minimi. Uno dei motivi per cui le PSU per server possono raggiungere livelli di densità di potenza più elevati è dovuto alle innovazioni tecnologiche nel settore dei semiconduttori. Grazie ai nuovi processi di fabbricazione dei semiconduttori, i dispositivi possono presentare minori elementi parassiti e migliori cifre di merito [3], migliorando sensibilmente la dissipazione di potenza e favorendo una maggiore densità di potenza.
Le innovazioni in termini di topologia e architettura sono anche alla base delle PSU con densità di potenza elevata. Applicare un circuito di correzione del fattore di potenza (PFC) bridgeless totem-pole allo stadio raddrizzatore CA/CC delle nuove PSU per server, insieme a dispositivi ad ampio bandgap, ad esempio al nitruro di gallio (GaN) e al carburo di silicio (SiC) (Figura 1), permette di ottenere la massima efficienza del convertitore rispetto ad altre topologie PFC bridge o bridgeless [4] [5]. Sebbene una maggiore efficienza riduca al minimo l’area necessaria per la dissipazione del calore, un condensatore bulk (CBULK in Figura 1) è comunque necessario per mantenere la regolazione della tensione di uscita dopo la caduta della CA. Per ottenere questo risultato per più di 10 mS, una PSU per server da 3 kW avrebbe bisogno di una capacità totale di oltre 1,3 mF, che occuperebbe almeno il 30% dello spazio complessivo. Per migliorare ulteriormente la densità di potenza è necessario ridurre la capacità bulk.
Figura 1. Schema a blocchi di PSU server.
Questo articolo descrive il concetto e i principi operativi di un convertitore «baby» boost (un convertitore boost compatto che funziona solo durante eventi di caduta della CA) per ridurre la capacità bulk. I risultati dei test su un progetto di riferimento PFC [6] con un convertitore baby boost mostrano come un condensatore bulk da 910 μF (anziché un condensatore da 1,3 mF) sia sufficiente per mantenere una tensione di uscita superiore a 320 V per più di 10 mS dopo un’interruzione della CA con un carico di 3 kW.
Scelta della capacità bulk CBulk
La PSU front-end per server mostrata in Figura 1 è composta generalmente da due stadi: uno stadio raddrizzatore CA/CC e uno stadio convertitore CC/CC isolato, con target di efficienza di picco rispettivamente di >98,5% e >97,5%. Affinché lo stadio CC/CC isolato raggiunga un target di efficienza >97,5%, l’intervallo della tensione di ingresso di esercizio del convertitore CC/CC isolato (VBulk) deve essere generalmente limitato tra 320 V e 410 V (VBulk, max). Ipotizzando una tensione nominale del condensatore bulk (VBulk, nom) di 390 V, l’Equazione 1 calcola la capacità richiesta per mantenere 3 kW per 10 mS come:
Considerando l’ondulazione di tensione VBulk e la tolleranza di capacità, il sistema mostrato in Figura 1 richiederebbe un condensatore con capacità di oltre 1,3 mF. Si noti come l’energia del condensatore utilizzata per mantenere la tensione di uscita dopo la caduta della CA sia solo il 32,6% dell’energia totale immagazzinata nel condensatore bulk durante il normale funzionamento.
Inserire un stadio convertitore baby boost tra lo stadio raddrizzatore CA/CC e lo stadio convertitore CC/CC isolato (come mostrato in Figura 2) permette di spegnere il transistor a effetto di campo (FET) di bypass e di abilitare il convertitore baby boost per consentire di caricare CBB a oltre 320 V da CBULK dopo la caduta della CA. La VBulk può quindi scendere molto al di sotto dei 320 V, richiedendo quindi minore capacità sul condensatore bulk per mantenere la tensione di uscita per lo stesso periodo di tempo.
Ipotizzando che VBulk possa scendere a 240 V (VBulk, min) con il convertitore baby boost durante il periodo di caduta della CA, l’utilizzo dell’Equazione 1 equivale a una CBULK richiesta di 635 μF, utilizzando quindi il 62% dell’energia totale del condensatore.
Figura 2. Schema a blocchi della PSU server con un convertitore baby boost.
Considerazioni sulla progettazione con convertitore baby boost
Sebbene un convertitore baby boost possa ridurre le dimensioni e la capacità di un condensatore bulk, ridurre il convertitore a un ingombro minimo contribuisce a preservare l’obiettivo originale di elevata densità di potenza. Poiché un convertitore baby boost funziona in un intervallo di tempo molto breve (un evento di caduta di CA), sono la corrente di picco e le sollecitazioni di tensione a determinare la scelta dei componenti dello stadio di potenza, anziché la dissipazione di potenza continua. A VBulk, min, la sollecitazione di corrente dovrebbe essere massima. Occorre quindi scegliere il diodo boost e il FET metallo-ossido-semiconduttore a effetto di campo (MOSFET) in modo da gestire la sollecitazione di corrente a VBulk, min e che sia dimensionato per VBulk, max. L’induttore baby boost deve gestire la corrente di picco a VBulk, min.
L’Equazione 2 determina l’induttanza dell’induttore baby boost, dove VBB è la tensione in CBB, ΔiLBB è la corrente di ripple picco-picco dell’induttore baby boost e Fs,BB è la frequenza di commutazione del convertitore baby boost.
Poiché l’obiettivo è ridurre al minimo l’ingombro dell’induttore, l’Equazione 3 prevede che la corrente di ripple picco-picco sia pari al doppio della corrente di ingresso a VBulk, min e la massima potenza di uscita:
Con VBB che regola a 390 V e ipotizzando Fs,BB = 500 kHz, l’Equazione 2 calcola LBB a 7,385 μH.
Poiché l’ingombro ha una maggiore priorità nella progettazione rispetto alla dissipazione di potenza, è preferibile disporre di un nucleo dell’induttore con un punto di saturazione più elevato; nel caso del convertitore baby boost, un nucleo in polvere di ferro è una scelta migliore rispetto a un nucleo di ferrite. La caratteristica di saturazione dolce del nucleo in polvere di ferro [7], tuttavia, complica leggermente la progettazione dell’induttore baby boost. Con la riduzione della permeabilità del nucleo (calo dell’induttanza) all’aumentare della corrente, è necessario assicurarsi che l’LBB calcolato dall’Equazione 2 sia l’induttanza a iLBB di picco. L’Equazione 4 stima l’induttanza in un dato campo di magnetizzazione:
dove AL è il fattore di induttanza in henry/spira2, μi% è la percentuale rimanente della permeabilità iniziale a un dato campo di magnetizzazione ed N è il numero di spire applicate all’induttore.
L’Equazione 5 esprime la relazione tra μi% e il campo di magnetizzazione, secondo il produttore del nucleo:
dove a, b e c sono coefficienti costanti e H è il campo magnetizzante.
Ipotizzando l’applicazione di un Magnetics 0076381A7 [8] (un nucleo Kool Mμ Hƒ [9]) per l’induttore baby boost, i coefficienti costanti a, b e c sarebbero rispettivamente 0,01, 4,064∙10-7 e 2,131.
Secondo la legge di Ampère, l’Equazione 6 esprime la relazione tra H ed N:
dove I è la corrente che attraversa l’avvolgimento e le è la lunghezza effettiva del percorso magnetico in centimetri.
Con l’Equazione 2 e l’Equazione 3 che calcolano LBB, l’Equazione 4, l’Equazione 5 e l’Equazione 6 determinano il valore N necessario per ottenere l’induttanza in un dato campo di magnetizzazione.
È anche possibile stimare N in modo iterativo. Ipotizzando che un dato induttore presenti un’induttanza che opera a un certo valore H con una data corrente, è possibile utilizzare l’Equazione 4, l’Equazione 5 e l’Equazione 6 per valutare se il valore H calcolato si avvicina al valore H ipotizzato.
Ad esempio, se l’ipotesi iniziale è che H = 140 Oe con I = 25 A e se l’induttore ha un’induttanza di 7,385 μH, l’Equazione 4 calcola μi% al 39,65%. Quindi, prendendo il valore LBB calcolato dall’Equazione 2 e dall’Equazione 3, insieme a μi% calcolato con l’Equazione 4, N è quindi pari a 20,8. Per verificare H utilizzando l’Equazione 6 con il valore N calcolato, si ha H = 125,67 Oe. Poiché rimane un errore tra il valore H ipotizzato e il valore H calcolato, è possibile fare una seconda ipotesi su H e calcolare nuovamente H finché l’errore non diventa trascurabile. Il numero giusto di spire (punto operativo) si trova dopo un paio di iterazioni. Utilizzando il metodo iterativo, H è 108,75 Oe, con N = 18,009. L’induttanza è 7,385 μH a 25 A.
Implementazione del progetto e risultati dei test
La Figura 3 mostra il progetto di riferimento PFC bridgeless totem-pole da 3,6 kW di Texas Instruments (TI) con densità di potenza >180 W/in3, che utilizza un convertitore baby boost [6]. Il dispositivo GaN LMG3522R030 GaN di TI, con cariche di recupero inverso nulle, riduce al minimo le perdite di commutazione nel PFC bridgeless totem-pole. Tutti i componenti sono posizionati in uno spazio x e y inferiore a 68 mm x 121 mm, con un’altezza massima del componente di 32 mm. Il progetto di riferimento raggiunge una densità di potenza >180W/in3 e un’efficienza di picco del 98,7%. Il CBULK selezionato è un condensatore in alluminio da 910 μF e 450 V. Sebbene la capacità richiesta sia di soli 635 μF, la corrente di ripple nominale sui condensatori disponibili con capacità inferiore a 910 μF non è sufficiente per gestire la corrente di ripple generata da un PFC monofase da 3 kW. Due condensatori ceramici da 1 μF e 450 V fungono da CBB e risultano ben sfruttati nello spazio sottostante il condensatore bulk. Il progetto utilizza un nucleo Magnetics 0076381A7 per l’induttore baby boost, con 23 spire sull’induttore. L’induttanza a 0 A e 25 A è rispettivamente di 22,75 μH e 9,1 μH. L’induttanza di 9,1 μH consente una corrente di picco inferiore all’obiettivo di 25 A.
Figura 3. Progetto di riferimento PFC bridgeless totem-pole monofase da 3,6 kW con densità di potenza >180 W/in3.
La Figura 4 mostra la misurazione di un evento di caduta della CA sul progetto di riferimento PFC da 3 kW. Quando la tensione in CA scende a 0 V (così come la corrente CA), CBULK e CBB forniscono continuamente l’energia immagazzinata al carico. Una volta che VBulk scende a 340 V, il FET di bypass si spegne e il convertitore baby boost entra in funzione, aumentando VBB a 380 V. Il convertitore baby boost funziona continuamente fino a quando VBulk scende a 240 V. VBB rimane al di sopra dell’obiettivo di tensione di ingresso minima di esercizio in CC/CC isolata pari a 320 V per 14 mS.
Figura 4. Forme d’onda in un evento di caduta della CA.
Bibliografia
1. Jovanovic, Milan M. Power Supply Technology – Past, Present, and Future. Pubblicato in Power Conversion and Intelligent Motion China Conference for Power Electronics (PCIM China), Shanghai, Cina, 21-23 marzo 2007.
2. CLEAResult.com. What is 80 Plus Certified? Consultato il 6 maggio 2022.
3. Texas Instruments: PFC bridgeless totem-pole CCM basato su FET GaN
4. L. Huber, Y. Jang e M. M. Jovanovic, «Performance Evaluation of Bridgeless PFC Boost Rectifiers» in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 23, n. 3, pagg. 1381-1390, maggio 2008.
5. Texas Instruments. n.d. «Progetto di riferimento PFC Totem-Pole monofase da 4 kW con C2000™ e GaN». Progetto di riferimento di Texas Instruments N. TIDA-010203. Consultato il 6 maggio 2022.
6. Texas Instruments. n.d. «Progetto di riferimento PFC bridgeless totem-pole monofase da 3,6 kW con densità di potenza >180 W/in3». Progetto di riferimento di Texas Instruments N. PMP23069. Consultato il 6 maggio 2022.
7. Magnetics. «Learn More about High Flux Cores». Consultato il 6 maggio 2022.
8. «0076381A7 Kool Mu Hƒ core.», scheda tecnica Magnetics. Consultato il 6 maggio 2022.
9. Magnetics. «Kool Mμ Hƒ Material Curves». Consultato il 6 maggio 2022.
