Front-end per sensori di vibrazione per il monitoraggio dello stato delle macchine

Un guasto della macchina è molto costoso in un ambiente produttivo. L’industria sta passando attivamente dalla manutenzione preventiva programmata alla manutenzione predittiva, che può rilevare in modo proattivo potenziali guasti della macchina attraverso il monitoraggio delle condizioni di temperatura, vibrazione e altri parametri. Diversi modelli teorici ed empirici possono correlare questi parametri di condizione con lo stato di salute di una macchina. Il monitoraggio delle condizioni ottimizza notevolmente i costi di manutenzione e riduce i tempi di fermo macchina. Il rilevamento delle vibrazioni è una chiave di volta per il monitoraggio delle condizioni, con i sensori piezoelettrici a elettronica integrata (IEPE) che dominano le applicazioni industriali tradizionali. L’interfaccia per sensore IEPE, tuttavia, richiede prestazioni più elevate che non sono soddisfatte dall’ingresso analogico di un tipico PLC (programmable logic controller). Alta risoluzione, alta sensibilità ed alta velocità sono tra le caratteristiche che definiscono l’interfaccia per sensore IEPE come un classico sistema di acquisizione dati piuttosto che come un ingresso analogico PLC. 

Capire i sensori di vibrazione IEPE

Un trasduttore piezoelettrico converte l’accelerazione meccanica in una piccola variazione di capacità ed è soggetto al rumore a causa della sua elevata impedenza di uscita. Un circuito amplificatore di carica converte la variazione capacitiva di basso livello in un segnale di tensione di alto livello. Un sensore IEPE è un trasduttore piezoelettrico con amplificatore di carica e convertitore di impedenza. L’integrazione dell’amplificatore e del sensore riduce notevolmente il rumore del sensore. Uno dei principali vantaggi del sensore IEPE è la sua intercambiabilità, oltre a presentare requisiti di interfaccia simili tra i vari produttori di sensori. La Figura 1 mostra un circuito semplice del sensore IEPE e la sua alimentazione. Una corrente costante esterna, preferibilmente integrata con l’interfaccia, alimenta il sensore IEPE. Il segnale di uscita è un segnale CA posto su una tensione CC costante detta tensione di polarizzazione. Questa configurazione consente a un cavo a due fili di trasportare sia la potenza sia il segnale del sensore. Data la presenza della polarizzazione CC, il segnale è tipicamente accoppiato in CA con il circuito di interfaccia.

I sensori IEPE presentano una vasta gamma di parametri prestazionali, tra cui:

• Sensibilità: la variazione della tensione di uscita corrisponde a uno specifico ingresso di accelerazione meccanica misurato in millivolt per accelerazione di gravità (g). Le variazioni di sensibilità dovute alla temperatura, alla frequenza di ingresso e al livello di ingresso sono note come tolleranza della sensibilità, che è rappresentata come percentuale dell’intero intervallo. Sono disponibili sensori IEPE con sensibilità compresa tra 0,05 mV/g e 10 V/g.
• Tensione di uscita e campo di misura – Il campo di misura è la differenza tra l’ingresso di accelerazione massima e minima che il sensore può convertire in un’uscita di tensione senza saturazione o clipping. La relazione tra il campo di misura e il campo della tensione di uscita è:
  – Campo tensione di uscita (V) = campo di misura (g) × sensibilità (V/g).
  – Il campo di uscita tipico di un sensore IEPE è compreso tra ±5 V e ±10 V e rappresenta un campo di misura dai micron alle centinaia in termini di accelerazione di gravità.Tensione di polarizzazione dell’uscita
• La tensione CC all’uscita del sensore quando alimentata dalla sorgente di corrente nominale. In una certa misura è indipendente dalla corrente di polarizzazione e rientra tipicamente nell’intervallo tra 8 V e 12 V.
• Tensione di eccitazione – Il campo di conformità della fonte di corrente o della tensione CC massima consentita sull’uscita senza influire sulla fonte di corrente. Questo valore assicura che il front-end dell’interfaccia del sensore riceva correttamente l’uscita del sensore (incluse CA e CC) senza clipping.
  – Tensione_eccitazionemin = Tensione_polarizzazionemax + Sensibilità × Campo_uscitamax/2
• Risposta in frequenza – Il sensore traduce l’accelerazione in tensione entro un certo intervallo di frequenza in cui la sensibilità è costante. Oltre la frequenza massima, il sensore ha una frequenza di risonanza meccanica che dovrebbe essere evitata. Il normale intervallo di frequenza è sub-hertz a 10, 20 o 30 kHz. Un circuito per interfaccia del sensore dovrebbe avere la stessa larghezza di banda del sensore obiettivo e la frequenza di campionamento del convertitore analogico-digitale (ADC) dovrebbe essere più del doppio di questa larghezza di banda.
  – Il cavo che collega il sensore al front end avrà un impatto sulla larghezza di banda del sensore pari a 3 dB e sulla gamma di frequenza utile. Aumentando la corrente di eccitazione si può estendere la gamma di frequenza per cavi più lunghi.

Panoramica del sistema

Le caratteristiche del sensore IEPE sono un buon punto di partenza per determinare le specifiche di un front-end analogico. Se il segnale di ingresso è pari a circa ±10 V e il segnale di ingresso dell’ADC è ±2,5 V, il guadagno complessivo della catena del segnale di front-end sarà circa un quarto; tuttavia, applicazioni diverse potrebbero richiedere guadagni variabili. La presenza della tensione di polarizzazione è meglio gestibile attraverso l’accoppiamento CA e un filtro passa-alto con una bassa frequenza di taglio.  La risoluzione del front end (solitamente da 14 bit a 24 bit) è direttamente correlata all’incertezza nel valore di accelerazione misurato. La gamma dinamica della catena non è fissata dalla risoluzione, ma dal livello di rumore nella parte inferiore e dal fondo scala del convertitore nella parte superiore, che arriva a 100 dB (numero effettivo di bit [ENOB] = 17) per i prodotti front end di fascia alta.

La larghezza di banda della catena deve corrispondere all’intervallo di sensibilità piatta del sensore, che si trova tra 10 kHz e 30 kHz. La larghezza di banda determina il filtro anti-aliasing e la velocità di campionamento del convertitore o la velocità dei dati di uscita. Una fonte di corrente costante e stabile sull’intero intervallo del segnale di uscita del sensore (da 0 V a 22 V) determina la tensione di alimentazione minima per la fonte di corrente. Mentre una fonte di corrente da 2 a 4 mA è sufficiente per far funzionare la maggior parte dei sensori IEPE, è necessaria una fonte di corrente variabile per estendere l’applicabilità del front end a cavi di tipo e lunghezza diversi.

Dalla combinazione degli elementi precedentemente descritti derivano il diagramma in Figura 2 e le specifiche nella Tabella 1. Per il filtro anti-aliasing, poiché l’ADC campiona il rumore alla frequenza di clock e ritorna sulla banda di segnale attenuata a 20 kHz, è necessaria un’attenuazione di alto livello da tale filtro alla frequenza di clock.

 Requisiti del convertitore

La larghezza di banda a 30 kHz richiede un ADC con una risoluzione superiore a 20 bit e una velocità di campionamento superiore a 100 kSPS per raggiungere l’SNR target di 100 dB. Un ADC sigma-delta con filtro integrato è preferibile, tuttavia un convertitore con registro ad approssimazioni successive (SAR) costituisce un’opzione valida. Un filtro digitale integrato a banda larga con una risposta piatta sulla larghezza di banda è un ulteriore vantaggio, in quanto toglie buona parte del carico al processore del controller quando si utilizza un filtro di sincronizzazione.[1] Il controller di acquisizione dati deve supportare il trasferimento dati ad alta velocità dell’interfaccia seriale-periferica (SPI) e disporre di memoria sufficiente per l’archiviazione dei dati. Se è richiesta l’esecuzione di una trasformata di Fourier veloce in tempo reale sullo stesso processore, è necessario tenerne conto quando si determina la potenza di elaborazione. È necessario un master SPI con una velocità dati di almeno 3 Mbps per acquisire i dati dall’ADC per 24 bit a 100 kHz. L’impedenza di ingresso dell’ADC fissa il limite superiore dell’impedenza di uscita dello stadio driver e la tensione di riferimento fissa il limite superiore dell’oscillazione di uscita dello stadio driver. Dopo aver selezionato un ADC, è importante selezionare se lo schema di riferimento è interno o esterno, il livello di riferimento e la frequenza di clock per ottenere il massimo SNR dell’ADC ad una data larghezza di banda di ingresso e ad un dato intervallo dinamico di ingresso.

Driver ADC e filtro anti-aliasing

Il driver ADC:

• Converte un segnale single-ended in un segnale differenziale.
• Ridimensiona in scala l’input e regola il livello di uscita in modo comune in maniera tale che il segnale di ingresso dell’ADC si estenda sull’intera scala dell’ADC in caso di input massimo.
• Implementa il filtro anti-alias necessario.
• Funziona da buffer di impedenza e garantisce un azionamento a bassa impedenza per l’ADC.
• Combina queste funzioni in un unico blocco per un’implementazione più compatta.

La conversione da single-ended a differenziale impone un guadagno minimo di 2 V/V; la stessa alimentazione singola limita sia i segnali single-ended che i segnali differenziali. Un guadagno fisso offre migliori prestazioni in termini di rumore ed evita la complessità dei filtri a guadagno variabile. Il segnale di ingresso al filtro viene separato per ridurre la complessità e l’ingombro. Per una frequenza di clock di 8 MHz e una banda di segnale di 20 kHz, la banda di transizione è pari a log(8 × 106/24 × 103) = 2,6 decadi. Un filtro unipolare fornirebbe un’attenuazione di 20 dB/decade e un filtro di secondo ordine determinerebbe 104 dB di attenuazione sulla banda di transizione. Tuttavia, l’aggiunta di un polo di terzo ordine con un semplice stadio di filtro a condensatore di resistenze permette di raggiungere l’attenuazione obiettivo di 110 dB e aggiunge un margine per compensare qualsiasi degrado causato da ampiezza di banda limitata dall’amplificatore, deriva della temperatura o variazioni passive dei componenti.

Per mantenere la banda passante il più piatta possibile, la scelta ottimale è un filtro di approssimazione Butterworth. Tra le varie realizzazioni, un filtro a retroazione multipla (MFB) consente un’implementazione a singolo amplificatore operazionale (op-amp) con prestazioni migliorate in termini di rumore. I compromessi sono alcune restrizioni sul design (Q e fC sono accoppiati) e maggiore sensibilità alle prestazioni op-amp e alle tolleranze passive. L’uso di componenti di precisione permette di superare la sensibilità passiva, mentre un amplificatore ad alta larghezza di banda (GBD) riduce l’effetto dell’amplificatore operazionale.[2]

Per un polo di circa 20 kHz, un amplificatore con un GBW > 20 MHz assicurerebbe un’adeguata attenuazione a una frequenza di immagine di 8 MHz. La Figura 3 mostra i risultati del software FilterPro™ di TI che sintetizza il filtro richiesto.

La Figura 4 mostra l’implementazione effettiva utilizzando l’amplificatore completamente differenziale THS4551, i resistori E192 allo 0,1% (un’opzione è l’E96 1%) e i condensatori C0G/NP0 al 5%.

L’aggiunta di un piccolo condensatore all’ingresso migliora le prestazioni in termini di rumore, mentre un paio di piccoli resistori in uscita migliorano la stabilità dell’amplificatore. Il terzo polo è un semplice filtro RC con R = 10 Ù e C = 22 nF, che può essere aggiunto all’uscita del circuito in Figura 4. In quanto convertitore da single-ended a differenziale, un ingresso dell’amplificatore si collega alla tensione di modo comune (Vcom), che a metà dell’alimentazione massimizza la gamma di input ADC con la migliore linearità. La simulazione del circuito Monte Carlo del software TINA-TI™ mostrata nella Figura 5 mostra un’accurata larghezza di banda di 20,55 ± 0,15 kHz, una reiezione dell’immagine minima di -110 dB a 8 MHz, un’impedenza di uscita di 25 ± 5 Ohm e un’impedenza di ingresso di 1,3 kOhm con un minimo di -100 dB di reiezione di alimentazione.

 

Fonte di corrente

La principale sfida in termini di fonte di corrente è rappresentata da una fonte high-side con tensione che presenta una gamma di compliance elevata. Come accennato in precedenza, la programmabilità digitale è molto utile per servire diversi tipi di sensori e cavi. Sebbene l’accuratezza assoluta non sia importante, la stabilità nell’intervallo di temperatura, la tensione di alimentazione e la tensione di uscita sono importanti perché il cambiamento di corrente in questi parametri viene interpretato come ingresso di vibrazioni. I diodi a corrente costante e i transistor discreti sono l’opzione più semplice per la generazione di corrente high-side costante. Un’ulteriore opzione è un riferimento di corrente, che però risulta costoso e non realmente necessario. È possibile utilizzare un convertitore da tensione a corrente dedicato, ma potrebbe essere inferiore in termini di rumore. Un semplice convertitore op-amp da tensione a corrente è una soluzione semplice e flessibile per la corrente configurabile, con un consumo energetico e un ingombro ragionevoli. Il circuito di Figura 6 consente di scegliere l’intervallo di ingresso e la corrente intermedia in R7. Per margine di headroom ridotto e compliance elevata, il circuito richiede un op-amp rail-to-rail ad alta tensione. L’op-amp U2 converte la Vin in I1 = Vin/R7. R4 converte I1 in una tensione Vm = Vin × R4/R7. L’op-amp U1 riconverte questa tensione in una corrente Iout = Vin × R4/(R7 × R3). La selezione dei valori corretti per i resistori permette di raggiungere il corretto ridimensionamento in scala (da 3 V a 20 mA), mantenendo l’headroom di tensione al minimo di uscita e mantenendo bassa la corrente I1. Il rumore di uscita è proporzionale a Iout/I1; pertanto è presente un compromesso tra consumo energetico e prestazioni in termini di rumore. Inoltre è presente un compromesso fra il rapporto di reiezione dell’alimentazione (PSRR) e il margine di headroom della tensione di uscita su R3. Questo circuito permette di raggiungere un PSRR migliore di 70 dB nella banda di interesse. Per implementare la corrente configurabile, un semplice convertitore digitale-analogico (DAC) a controllo SPI a bassa risoluzione può fungere da ingresso per il primo amplificatore operazionale U2, rendendo possibile un controllo digitale a basso costo per la fonte di corrente ad alta tensione.

Conclusione

Oggi i moduli di ingresso PLC per il monitoraggio delle condizioni sono in voga. Questo articolo ha adottato un approccio graduale per costruire le conoscenze necessarie a definire un’interfaccia analogica per un sensore di vibrazioni IEPE, tenendo conto dei compromessi di progettazione.

Ahmed Noeman, Systems Engineer, Industrial Systems, Freising

 

Bibliografia

1. Brian Pisani, «Digital Filter Types in Delta-Sigma ADCs», Texas Instruments Application Report (SBAA230), maggio 2017.
2. Michael Steffes, «Design Methodology for MFB Filters in ADC Interface Applications», Texas Instruments Application Report (SBOA114), febbraio 2006.