Come ottenere il soft-switching in un convertitore buck sincrono standard

Le interferenze elettromagnetiche (EMI) sono un problema persistente nei sistemi elettronici. Se un sistema elettronico produce EMI (aggressore), può accoppiarsi a un altro sistema elettronico (vittima) tramite le emissioni irradiate e condotte e interferire con il suo funzionamento. Inoltre, le EMI possono ridurre la sensibilità dei radioricevitori interni del sistema aggressore.

Per fornire i rail di alimentazione del sistema aggressore, spesso si utilizzano uno o più convertitori buck DC/DC. Questi dispositivi eseguono una conversione di potenza efficiente, ma, a causa della loro tensione di commutazione rapida del nodo di commutazione, provocano l’eccitazione di risonanze e generano interferenze ad altissima frequenza (VHF).

Diverse tecniche di progettazione standard devono essere applicate quando si utilizzano convertitori DC/DC. Essi includono: un buon layout del circuito stampato per ridurre al minimo le aree dei circuiti veloci di corrente di/dt, ridurre al minimo l’area del nodo di commutazione che è una fonte di elevata dv/dt, utilizzare un induttore schermato la cui estremità «dot» sia collegata al nodo di commutazione e posizionare il convertitore lontano dalle parti del sistema più sensibili dal punto di vista elettrico (es. RF). Anche in presenza di un design realizzato alla perfezione, i convertitori DC/DC presentano delle induttanze parassite (fili di collegamento del circuito integrato, piste del circuito stampato e del condensatore di disaccoppiamento) e parassite (giunzioni FET e costruzione del die del circuito integrato) e provocano risonanze durante il processo di commutazione. La risonanza può variare da decine a centinaia di MHz, a seconda della qualità del layout del circuito stampato e dell’induttanza e della capacità della struttura del circuito integrato e del suo package. La natura VHF di questa risonanza può comportare la propagazione oltre i filtri di ingresso o l’accoppiamento attraverso capacità parassite su cavi esterni oppure l’irradiazione da antenne di circuiti stampati parassiti.

Questo tutorial tratta un metodo alternativo  per evitarne le risonanze sul fronte di salita della tensione del nodo di commutazione di un convertitore buck sincrono in modo da consentirne il soft-switching.

Soft-switching con utilizzo di un convertitore buck sincrono

Quando possibile, nel tentare di ridurre il ringing ad alta frequenza sul nodo di commutazione, l’approccio ideale consiste nell’utilizzare un circuito integrato che implementi tecniche per ridurlo al minimo, come ad esempio il packaging avanzato. LM53625/35-Q1 ed LMS3635/55-Q1 sono esempi in merito, progettati per applicazioni automobilistiche.

Nel caso in cui si debba utilizzare un convertitore buck diverso, è possibile utilizzare la tecnica descritta di seguito.

Occorre notare che questa tecnica è applicabile solo per convertitori DC/DC con un carico relativamente leggero nell’ordine di un paio di centinaia di mA circa. Questa tecnica non è interessante per le attuali applicazioni di livello più elevato, come risulterà evidente. Detto questo, esistono molti sistemi per apparecchiature finali per i quali sono sufficienti delle correnti di carico leggere. Questa tecnica si applica solo ai convertitori buck sincroni con modalità di funzionamento a conduzione forzata continua, detta anche modalità PWM forzata. In questa modalità operativa, si consente alla corrente nell’induttore di rimanere negativa. Altri convertitori buck sincroni con elevata efficienza di carico leggero (modalità Eco, modulazione della frequenza dell’impulso o altra modalità di funzionamento a impulso) disattivano il FET inferiore e impediscono che la corrente diventi negativa. Questi convertitori non sono adatti per essere utilizzati con la tecnica descritta in questo articolo.  Infine, questa tecnica dipende da quale frequenza provoca un problema nel sistema in questione. Se si tratta della frequenza di commutazione fondamentale del convertitore DC/DC e delle sue armoniche, questa tecnica probabilmente peggiorerà la situazione. Invece, risulta utile per i casi in cui la causa del problema è la VHF prodotta durante il fronte di salita della tensione del nodo di commutazione del convertitore.

La Figura 1 mostra il circuito di applicazione della scheda di valutazione standard per un convertitore buck sincrono LM25017 (si tratta della versione a bassa tensione da 48 V del LM5017 a 100 V nominali); la tensione di ingresso è 24 V, la tensione di uscita è 10 V. Vengono utilizzati l’induttore EVM standard da 220 μH e una frequenza di commutazione di 480 kHz. Il carico è di 180 mA.

Figura 1 – Circuito di applicazione EVM standard LM25017

Le forme d’onda di commutazione sono mostrate in Figura 2 e sono generate tramite lo strumento software di simulazione TINA-TI. La corrente di ripple dell’induttore è 60 mA picco-picco e la corrente dell’induttore è sempre positiva.

Figura 2 – Forme d’onda di simulazione TINA-TI (tensione del nodo di commutazione, corrente dell’induttore) con utilizzo di un induttore da 220 μH

I test pratici dell’EVM sono mostrati in Figura 3 e mostrano una risonanza sulla tensione del nodo di commutazione crescente di ~ 190 MHz.

Figura 3 – Tensione del nodo di commutazione del fronte di salita quando la corrente dell’induttore rimane positiva

Questa è la tipica forma d’onda a commutazione continua (l’ampiezza di banda del campo è di soli 200 MHz, quindi l’entità del ringing può essere valutata come superiore a 3 dB in realtà, ossia ~ 1,4 volte maggiore). Prima del fronte di salita, vi è un periodo di tempo di ~ 60 ns quando la tensione scende fino a diventare negativa, ovvero quando il body diode del FET low-side conduce durante il tempo morto del convertitore (il tempo morto esiste per consentire un ritardo tra la commutazione FET superiore e quella inferiore, in modo da evitare correnti di shoot-through evitando che i loro tempi di conduzione si sovrappongano). L’entità della sovraelongazione e del ringing sulla forma d’onda della tensione del nodo di commutazione in aumento è spesso maggiore della sua sovraelongazione e del suo ringing del fronte di discesa.

Se l’induttore viene ridotto a 22 μH, le forme d’onda cambiano. La corrente di ripple aumenta fino a 540 mA picco-picco, ossia molto al di sopra di quanto solitamente progettato per un convertitore buck. Prima che si diffondesse l’uso dei condensatori ceramici multistrato (MLCC) sarebbe risultato poco pratico a causa della produzione di un’ondulazione di tensione troppo alta sulla tensione di uscita da parte dell’ESR del condensatore di uscita. Tuttavia, gli MLCC presentano ESR nell’ordine di mΩ a cifra singola, pertanto la corrente di ripple picco-picco a 540 mA crea solo 2,7 mV picco-picco di tensione in uscita a causa dell’ESR quando si utilizza, ad esempio, un MLCC con un’ESR di 5 mΩ. Quando si utilizza un induttore da 22 μH invece di un induttore da 220 μH, il primo vantaggio è la riduzione della dimensione complessiva della soluzione del convertitore CC/CC, in quanto l’induttore è spesso il componente più grande.

Le nuove forme d’onda di simulazione sono mostrate in Figura 4 e indicano che la corrente dell’induttore diventa negativa.

Figura 4 – Forme d’onda di simulazione TINA-TI™ (tensione del nodo di commutazione, corrente dell’induttore) con utilizzo di un induttore da 22 μH

La corrente scende a zero e continua quindi a scendere, ossia si inverte, il che è consentito nei convertitori buck sincroni con modalità PWM forzata. Dai test pratici si vede come la tensione del nodo di commutazione sia come mostrata in Figura 5 e si nota come la conduzione in tempo morto del body diode FET low-side sia scomparsa. Inoltre, il fronte di salita della forma d’onda è più lento e non presenta risonanza. Il motivo di questo fenomeno è spiegato di seguito.

Figura 5 – Tensione del nodo di commutazione del fronte di salita quando la corrente dell’induttore è diventata negativa

Quando il FET low-side è attivo, la corrente dell’induttore si riduce a zero e sotto zero. Il FET low-side si spegne e inizia il periodo di tempo morto, in cui nessuno dei due FET è attivo. Poiché la corrente dell’induttore è negativa, continuerà a scorrere attraverso il body diode del FET high-side per poi tornare all’alimentazione. Prima che possa farlo, deve prima caricare la capacità parassita sul nodo di commutazione. In tal modo, la tensione del nodo di commutazione aumenta un po’ più lentamente (~ 35 ns) rispetto all’hard-switching (~ 5 ns). Una volta che la tensione ha superato la tensione di alimentazione, il body diode del FET high-side conduce e blocca la tensione del nodo di commutazione alla tensione di alimentazione, con l’aggiunta di una caduta del diodo. Dopo la conclusione del tempo morto, il FET high-side si accende e lo fa soltanto con una tensione di caduta del diodo, ossia in soft-switching. Quando il FET high-side è acceso, la tensione del nodo di commutazione è uguale alla tensione di alimentazione. Il body diode del FET low-side non ha condotto e il nodo di commutazione è già alla tensione di alimentazione più una caduta del diodo e, quindi, la consueta risonanza LC parassita visibile non è eccitata. Inoltre, il body diode del FET low-side non ha alcuna carica immagazzinata che viene spazzata via durante l’accensione del FET high-side, pertanto si elimina anche un’ulteriore fonte di emissioni EMI osservate nel caso dell’hard-switching. Inoltre, anche il tempo di salita più lento della tensione del nodo di commutazione durante il soft-switching riduce le EMI.

Se il carico viene mantenuto a 180 mA e la Vin viene ridotta, la corrente diventa meno negativa, fino a quando con Vin = 16 V la corrente rimane positiva e il soft-switching viene perso. Se la Vin viene mantenuto a 24 V e il carico aumenta, la corrente diventa più positiva finché a 280 mA non diventa negativa e il soft-switching viene perso. Se la Vin aumenta oltre i 16 V e i carichi diminuiscono al di sotto di 280 mA, la corrente dell’induttore diventa sempre più negativa. Pertanto, il processo di progettazione consisterebbe nell’utilizzare lo strumento software Power Stage Designer™ di TI per scegliere un’induttanza che assicuri che la corrente rimanga negativa al carico massimo e alla minima Vin per il sistema. In tal modo si garantisce che il convertitore CC/CC sia in grado di eseguire il soft-switching sul fronte di salita.

Conclusione

Se utilizzato con cautela e nella corretta applicazione in cui è richiesta la riduzione della VHF, il metodo di consentire una corrente di ripple più elevata in modo che la corrente dell’induttore diventi negativa permette di ottenere un’azione di soft-switching sul fronte di salita della forma d’onda del nodo di commutazione. Il vantaggio consiste in una riduzione delle EMI in VHF e in una diminuzione delle dimensioni della soluzione.

Oltre ad LM25017/LM5017 esistono altri circuiti integrati idonei; TPS54308 (28V / 3A), TPS561208 (17V / 1A), LM53602 (36V / 2A, FPWM=high), LM53600 / 1-Q1 (36V / 0,65A / 1A), TPS562219A (17V / 2A), LM5161 (100V / 1A, FPWM=high), TPS562208 / 09 (17V / 2A), LM5160 (65V / 2A, FPWM=high), TPS54239 (23V / 2A), LM25018 / 19 (48V / 0,3A / 0,1A), LM5018 / 19 (100V / 0,3A / 0,1A), TPS54120 (17V / 1A, + LDO), TPS54227 / 9 (18V / 2A).

A cura del Dr. Dan Tooth – Texas Instruments