Clamp attivo per raddrizzatori ad alta frequenza: come migliorare l’efficienza e ridurre le perdite termiche nei convertitori CC/CC

Power Tips n. 136: Progettazione di un circuito clamp attivo per raddrizzatori ad alta frequenza di commutazione

 

Introduzione

Nei sistemi elettrici dei veicoli, un convertitore CC/CC da alta a bassa tensione è un dispositivo elettronico reversibile che trasforma la corrente continua proveniente dalla batteria ad alta tensione (a 400 V o 800 V) del veicolo in una corrente continua a tensione inferiore (12 V). Questi convertitori possono essere unidirezionali o bidirezionali. Livelli di potenza tipici sono quelli compresi tra 1 kW e 3 kW, con sistemi che richiedono componenti con tensione nominale compresa tra 650 V e 1.200 V per la rete di alimentazione ad alta tensione del convertitore (lato primario) e almeno 60 V sulla rete di alimentazione a 12 V (lato secondario).

Le esigenze di maggiore densità di potenza e di minori dimensioni del gruppo propulsore hanno portato a un aumento delle frequenze di commutazione per i componenti di potenza fino a diverse centinaia di chilohertz, in modo da contribuire alla riduzione delle dimensioni dei componenti magnetici. La miniaturizzazione di un convertitore CC/CC da alta a bassa tensione mette in evidenza molte questioni che sono meno importanti a frequenze di commutazione inferiori, come la compatibilità elettromagnetica (EMC), la dissipazione termica e il clamp attivo per i transistor metallo-ossido-semiconduttore a effetto di campo (MOSFET). In questo articolo verrà trattata la progettazione di circuiti clamp per MOSFET raddrizzatori sincroni ad alta frequenza di commutazione.

 

Clamp attivo tradizionale

Il PFSB (phase-shifted full bridge) mostrato in Figura 1 è una topologia diffusa nelle applicazioni CC/CC ad alta e bassa tensione, in quanto permette di ottenere una commutazione graduale sugli interruttori per aumentare l’efficienza del convertitore. Tuttavia è comunque possibile l’insorgere di sollecitazioni ad alta tensione sul raddrizzatore sincrono nel momento in cui la sua capacità parassita entra in risonanza con l’induttanza di dispersione del trasformatore. Tali sollecitazioni di tensione potrebbero essere elevate, come mostrato dalll’Equazione 1:

dove Np e Ns sono rispettivamente gli avvolgimenti primario e secondario del trasformatore.

Prendendo in considerazione il livello di potenza di un convertitore CC/CC ad alta-bassa tensione e le perdite di potenza di un soppressore a resistore-condensatore-diodo [1], i progettisti utilizzano spesso i circuiti clamp attivi per i MOSFET raddrizzatori sincroni. La Figura 1 mostra i circuiti tipici.

 

 

In questo schema si nota il PMOS (metallo-ossido semiconduttore a canale P) Q9 e il condensatore soppressore, che sono i componenti principali del circuito clamp attivo. Un singolo terminale del condensatore soppressore si collega alla bobina di uscita, mentre la sorgente del PMOS si collega alla messa a terra. In un circuito clamp attivo tradizionale per un PSFB, i MOSFET raddrizzatori sincroni Q5 e Q7 presentano lo stesso schema; lo stesso vale per Q6 e Q8. A ogni spegnimento dei MOSFET del raddrizzatore sincrono, il PMOS si riaccende con un adeguato ritardo.

La Figura 2 mostra lo schema di controllo del PSFB e del clamp attivo. Si nota facilmente che la frequenza di commutazione del PMOS è doppia di quella del f_sw.

La Figura 2 mostra lo schema di controllo del PSFB e del clamp attivo. Si nota facilmente che la frequenza di commutazione del PMOS è doppia di quella del f_sw.

 

Valutazione della perdita del clamp attivo

È possibile utilizzare l’Equazione 2, l’Equazione 3, l’Equazione 4, l’Equazione 5 e l’Equazione 6 per valutare la perdita del PMOS del clamp attivo. Ad eccezione di P_{on_state}, tutte le altre perdite sono proporzionali a f_sw. Al raddoppiare della frequenza di commutazione del PMOS raddoppia anche la perdita; pertanto si rende necessario risolvere il problema termico del PMOS. Inoltre, tale problema termico risulta in effetti ancora peggiore quando la f_sw viene spinta a valori maggiori al fine di soddisfare le esigenze di miniaturizzazione.

 

Proposta di clamp attivo

A questo punto, come è possibile intervenire? Scegliere PMOS con una figura di merito (FOM) migliore oppure optare per una pasta termoconduttiva con un coefficiente di conduttività più elevato? Entrambe le soluzioni sono valide, ma occorre considerare che il problema termico causato dal clamp attivo si concentra comunque su una singola parte, il che rende il problema di difficile soluzione. È possibile suddividere l’aspetto termico in più parti? Una soluzione fattibile consiste nell’utilizzare due circuiti clamp attivi e collegare il terminale del condensatore soppressore al nodo di commutazione delle gambe secondarie, come mostrato in Figura 3. Quindi è possibile attivare Q11 solo dopo lo spegnimento di Q5 e Q7 e attivare Q10 solo dopo lo spegnimento di Q6 e Q8. La Figura 4 mostra lo schema di controllo del PSFB e del clamp attivo proposto.

 

 

 

 

Quando Q5 e Q7 si spengono, Q6 e Q8 rimangono accesi. Quindi è possibile individuare i loop di clamp per Q5 e Q7, come indicato dalle frecce verdi in Figura 3. La frequenza di commutazione è f_sw sia per Q10 che per Q11, non il doppio della f_sw.

Pertanto, secondo l’Equazione 2, l’Equazione 3, l’Equazione 4, l’Equazione 5 e l’Equazione 6, P_{on_state} di ciascun PMOS sarà un quarto dell’originale, mentre P_{turn_on}, P_{turn_off}, P_drive e P_diode saranno metà dell’originale. Ovviamente, il metodo proposto divide la perdita del circuito clamp in due parti, o anche meno, semplificando la gestione del problema termico.

Tornando al loop di clamp, Q5 presenta un loop più grande di Q7, analogamente a Q6 e Q8. Pertanto è necessario fare attenzione alla disposizione dei raddrizzatori sincroni al fine di ottenere un loop di minimo per Q5 e Q6.

 

Prestazioni del clamp attivo proposto

La Figura 5 e la Figura 6 mostrano i test relativi al Progetto di riferimento per convertitore CC/CC da alta tensione a bassa tensione con HEMT al GaN di Texas Instruments, il quale sfrutta il circuito clamp attivo proposto che opera a una frequenza di commutazione di 200 kHz. La Figura 5 mostra la sollecitazione di tensione del raddrizzatore.

Figura 5 Sollecitazione di tensione del raddrizzatore, dove CH1 è la V_gs del raddrizzatore, CH2 è la V_ds del raddrizzatore, CH3 è la tensione per l’avvolgimento primario del trasformatore
e CH4 è la corrente per l’avvolgimento primario del trasformatore. Fonte: Texas Instruments

 

 

Figura 6 Prestazioni termiche del circuito clamp attivo, dove la temperatura massima del circuito clamp attivo è 46,6 °C a 400 V_IN, 13,5 V_OUT, 180 A I_OUT. Fonte: Texas Instruments

 

 

CH1 è la V_gs del raddrizzatore, CH2 è la V_ds del raddrizzatore, CH3 è la tensione per l’avvolgimento primario del trasformatore e CH4 è la corrente per l’avvolgimento primario del trasformatore. La tensione massima di sollecitazione del raddrizzatore è inferiore a 45 V a 400 V_IN, 13,5 V_OUT, 250 A I_OUT. La temperatura massima del circuito clamp attivo è 46,6 °C a 400 V_IN, 13,5 V_OUT, 180 A I_OUT [2], come mostrato in Figura 6. Lo schema di controllo proposto garantisce quindi prestazioni termiche piuttosto buone per il MOSFET di clamp.

 

Clamp attivo da 500 kHz senza problemi termici

All’aumentare della frequenza di commutazione da 200 kHz a 500 kHz, il volume del trasformatore si riduce del 45% circa [2], il che contribuisce a favorire la densità di potenza del convertitore CC/CC da alta tensione a bassa tensione. Con il metodo proposto, il costo della distinta base aumenta leggermente, ma i progettisti possono utilizzare il clamp attivo a una frequenza di commutazione di 500 kHz senza problemi termici, ottenendo di conseguenza un miglioramento delle prestazioni. Considerando che la corrente di drain pulsata del PMOS è molto più bassa di quella dell’NMOS, i progettisti possono utilizzare l’NMOS anche in un clamp attivo con driver isolato e alimentatore a polarizzazione, se necessario.

 

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Bibliografia

Betten, John. 2016. «Power Tips: come calcolare un soppressore R-C in sette passaggi». Articolo tecnico sui forum di supporto alla progettazione E2E™ di TI, maggio 2016.

«Progetto di riferimento per convertitore CC/CC da alta tensione a bassa tensione con HEMT al GaN». 2024. Rapporto di prova del progetto di riferimento Texas Instruments n. PMP41078, N. documentazione TIDT403A. Consultato il 16 dicembre 2024.